1 2
2. Моделирование устройств подавления пассивных помех
2.1 Оценка качества РЛС с СДЦ теоретическими методами и математиче- ским моделированием
Эффективность любой радиосистемы характеризует ее способность выпол- нять определенный комплекс задач в заданных условиях. Количественной мерой эффективности, позволяющей оценивать качество системы при работе в различ- ных ситуациях, сравнивать системы между собой и т. д., являются показатели (критерии) качества системы.
Обоснованный выбор показателей качества имеет очень важное значение при исследовании и проектировании радиосистем. В общем случае выбираемый показатель качества должен:
— отражать основное назначение системы и соответствовать цели исследо- вания;
— быть количественным, чтобы сравнение систем было обоснованным;
— быть критичным по отношению к параметрам, определяющим его значе-
ние;
— допускать достаточно простую физическую трактовку и, по возможности, просто определяться;
— быть достаточно устойчивым, т. е. иметь малый разброс относительно среднего значения.
Как было уже отмечено, основной задачей, стоящей перед РЛС с СДЦ, яв- ляется обнаружение целей, движущихся на фоне пассивных помех, определение координат и параметров их движения, а также сопровождение целей. Поэтому при анализе РЛС с СДЦ основными являются целевые показатели эффективно- сти. Учитывающие вероятность обнаружения цели, точность определения коор- динат объектов при определенной помеховой обстановке.
В режиме обзора наибольшее распространение получили характеристики обнаружения или рабочие характеристики приемника (РХП) РЛС с СДЦ, представляющие собой графические зависимости вероятности обнаружения цели от- ношения мощностей сигналов цели и помех при заданных вероятностях ложных тревог.
РХП дают достаточно полную оценку технической эффективности РЛС с СДЦ, недостатком их является сложность определения и недостаточная критич- ность по отношению к параметрам, оценивающим качество работы основных уз- лов станций.
К числу вероятностных показателей качества РЛС с СДЦ относится также
«пороговый сигнал» — минимальный по величине сигнал, который еще обнаружи- вается с заданной вероятностью на фоне помехи данного вида и уровня, вызы- вающий ложную тревогу с фиксированной вероятностью. Отношение «порогово- го сигнала» к уровню помехи называют «пороговым отношением сигнал — поме- ха».
Сложность определения вероятностных показателей качества РЛС с СДЦ приводит к тому, что на практике большее распространение получили энергети- ческие показатели, которые, несмотря на присущую им известную ограничен- ность, имеют достаточно простую физическую трактовку и достаточно просто могут быть определены.
К числу простейших энергетических показателей качества РЛС с СДЦ от- носится коэффициент подавления помехи
Кп=Рпвх / Рпвых, (27)
гдеРпвх , Рпвых — мощность пассивной помехи на входе и выходе РЛС с СДЦ.
К достоинствам Кп является наглядность и простота его теоретического и экспериментального определения, но Кп не учитывает воздействия системы СДЦ на полезный сигнал и не во всем диапазоне изменения скорости флуктуаций пас- сивной помехи достоверно оценивается качество работы системы СДЦ. Поэтому для более полной оценки эффективности РЛС с СДЦ наряду с Кп используется коэффициент различимости
Кр=(Рц / Рцо)вых при Рпвх=0, (28)гдеРцвых , Рцовых — соответственно выходные мощности сигналов цели, движущейся с определенной радиальной скоростью и с оптимальной радиальной скоростью в зоне, свободной от пассивных помех.
Учитывая реакцию системы СДЦ на сигналы целей, Кр не учитывает воз- действие системы СДЦ на пассивные помехи. В случае линейного приемного устройства РЛС с СДЦ предварительная оценка эффективности может произво- диться и по рассмотренным выше энергетическим критериям. Однако реальное приемное устройство РЛС с СДЦ обычно нелинейно, в этом случае используются более сложные показатели качества, учитывающие реакцию системы СДЦ на сигналы целей, движущихся на фоне пассивных помех.
К числу таких критериев относятся коэффициент подпомеховой видимости
Кппв=(Рп / Рц)вх при Рцвых=кРпвых (29) где Рцвх , Рпвх , Рцвых, Рпвых — мощность сигнала цели и помехи на входе и выходе РЛС с СДЦ;
к — коэффициент, определяющий порог обнаружения цели на фоне
помехи (к=1 — если сигналы с выхода системы СДЦ подаются на автоматические устройства РЛС с СДЦ).
Из выражения (29) следует, что Кппв есть максимальное отношение помеха — сигнал на входе РЛС, для которого обеспечиваются заданные вероятности обна- ружения и ложных тревог.
Оценка качества функционирования РЛС с СДЦ и ее блоков может произ- водиться на основании общих и частных критериев. Под общими понимают кри- терии, которые оценивают работоспособность РЛС с СДЦ в целом, а под частны- ми — критерии, с помощью которых оценивается качество функционирования от- дельных узлов РЛС с СДЦ.
Целесообразность использования тех или иных критериев определяется в каждом конкретном случае отдельно. Так, например, сравнение проектируемых и существующих РЛС с СДЦ различных типов друг с другом и эксплуатационный контроль РЛС с СДЦ следует осуществлять по общим критериям. При разработке, настройке, ремонте отдельных узлов РЛС и при локализации неисправностей основными критериями являются частные.
Теоретические методы оценки качества РЛС с СДЦ включает аналитиче- ские методы и численный анализ. Важным достоинством аналитических методов является возможность получения результата исследования в виде формулы, по- зволяющей сравнительно просто и наглядно проследить зависимость показателя качества от начальных условий, внешних воздействий, параметров системы и ее структуры.
В общем случае исследуемая РЛС с СДЦ является многосвязной радиосис- темой с меняющимися регулярно или случайным образом параметрами. Поэтому задача аналитического исследования РЛС с СДЦ при помощи ее описания весьма сложна и может быть доведена до конца лишь в простейших случаях. Для упро- щения задачи считают исследуемую систему детерминированной, стационарной и линейной. Однако и в этом случае получаемые выражения для показателей ка- чества оказываются настолько сложными и громоздкими, что зачастую не пред- ставляется возможным проследить по ним зависимость показателей качества от параметров системы и изменения условий ее работы.
В этих случаях довольствуются численным решением, т. е. находят значе- ние показателя качества для ограниченного числа ситуаций. Численные решения обычно ищут с помощью ЭВМ. Роль ЭВМ ограничивается реализацией програм- мы вычисления показателя качества по заданной формуле.
Чаще всего теоретические методы используются для анализа энергетиче- ских показателей качества РЛС с СДЦ. Для определения этих показателей необ- ходимо вычислить мощности полезных сигналов и пассивных помех на входе и выходе РЛС с СДЦ, а эти мощности могут быть выражены через соответствую- щие энергетические спектры. Поэтому при теоретической оценке эффективности РЛС с СДЦ одной из основных задач является расчет энергетических спектров пассивных помех и сигналов движущихся целей. Задача эта очень сложна и ре- шается при использовании ряда упрощающих допущений, таких, как линейностьприемника РЛС, возможность аппроксимирования огибающей спектра пассивных помех и эхо — сигналов от цели нормальным законом и т. п.
Теоретические методы оценки качества РЛС с СДЦ могут быть использо- ваться на любых этапах проектирования, производства и эксплуатации РЛС с СДЦ, но получаемые результаты нуждаются в уточнении путем моделирования или натурных испытаний.
Моделирование на ЭВМ, или математическое моделирование является наи- более универсальным, гибким и экономичным. Математическое моделирование позволяет интенсифицировать процессы исследования и разработки систем, ре- шать задачи, которые часто не поддаются разрешению традиционными аналити- ческими методами. Пользуясь этим методом, удается сравнить системы и вы- брать наилучшую еще на стадии проектирования, пока не начата разработка об- разцов.
Исследование любой системы методом математического моделирования складывается из последовательного выполнения ряда операций: составление опи- сания системы, подлежащей разработке или исследованию; формирование ее ма- тематической модели; реализация модели на ЭВМ; исследование модели; интер- претация результатов.
Технически математическое моделирование сводится к машинным экспе- риментам с программой, имитирующей работу исследуемой системы при случай- ных внешних воздействиях.
2.2 Подавление сигналов пассивных помех
Задача СДЦ решается путем подавления мешающих отражений от местных неподвижных и малоподвижных объектов. С увеличением степени подавления таких помех увеличивается вероятность правильного обнаружения и возрастает точность определения координат движущихся целей.
Устройства подавления сигналов пассивных помех основаны на отличии их характеристик от соответствующих характеристик сигналов движущихся целей. Основным таким отличием является различие в их спектрах.
Как было отмечено выше, при отражении от неподвижных объектов видео- импульса на выходе фазового детектора имеют постоянную амплитуду. Из курса «Радиотехнические цели и сигналы» известно, что амплитудный спектр неогра- ниченной последовательности прямоугольных видеоимпульсов с постоянной ам-
плитудой U0длительностью ии периодом ТПповторения имеет вид, представлен-
ный на рис.13. В спектре сигналов неподвижных целей содержатся, таким обра- зом, постоянная составляющая и гармоники, кратные частоте повторения им- пульсов.
Рис. 13 – Амплитудный спектр неограниченной последовательно- сти прямоугольных видеоимпульсов
В случае движущейся цели из-за изменения разности фаз колебаний когерентного
Рис. 14– Спектр последовательности видеоимпульсов в случае движущейся цели
гетеродина и высокочастотного заполнения импульсов цели от периода к периоду последовательность импульсов на выходе фазового детектора становится знако- переменной (рис.14,а). Спектр такой последовательности видеоимпульсов содер- жит составляющую доплеровской частоты Fд и боковые частоты модуляции kFп- Fд и kFп+Fд (рис.14,б).
Если движущаяся цель находится на фоне местных предметов, то при усло- вии UМП>>Uдц видеоимпульсы на выходе когерентного детектора будут однопо- лярными и промодулироваными по амплитуде с частотой Fд (рис.15, а). Ампли- тудный спектр этой последовательности содержит постоянную составляющую,
Рис. 15 – Спектр последовательности видеоимпульсов в случае дви- жущейся цели на фоне местных предметовчастоты кратные FП и боковые частоты модуляции, смещенные на величину
Fд(рис.15, б).
Рис. 16 – Частотная характеристика гребенчатогофильтра.
Из сравнения спектров видно, что для выделения сигналов движущихся це- лей необходимо после фазового детектора поставить фильтр, имеющий частот- ную характеристику, позволяющую подавлять частоты, кратные частоте повторе- ния, и пропускать все остальные частоты (рис.16). Фильтр с подобной характери- стикой носит название гребенчатого фильтра. Наиболее просто гребенчатые фильтры реализуются при относительно малом числе полос подавления, что име- ет место в РЛС с повышенной частотой повторения (малая скважность импуль- сов). В РЛС с большой скважностью число полос подавления составляет несколь- ко сотен и гребенчатый фильтр становится слишком громоздким.
Постоянство амплитуды видеоимпульсов на выходе фазового детектора от периода к периоду повторения при отражении от неподвижных объектов позво- ляет осуществить череспериодную компенсацию (ЧПК) сигналов мешающих от- ражений. Схема ЧПК должна состоять из устройства задержки импульсов на пе- риод повторения и устройства вычитания (рис.17). В идеальном случае импульсы неподвижных целей в устройстве вычитания полностью компенсируются.
Импульсы, соответствующие движущейся цели, изменяются по амплитуде, и по- этому после вычитания остается так называемый нескомпенсированный остаток.Рис. 17 – Структурная схема однократной систе-
мы ЧПКМетодом математического моделирования на ЭВМ были реализованы уст- ройства ЧПК по схемам, показанным на рис.17, 21, 23, 25 и построены для них частотные характеристики.
Частотная характеристика однократной системы ЧПК приведена на рис. 18. Видно, что однократная система ЧПК, структурная схема которой показана на рис. 17, подавляет сигналы пассивных помех, отраженных от неподвижных объ- ектов, более чем на 8 дБ при частотах меньших 600 Гц и выделяет сиг- нал,отраженный от движущихся целей,в полосе пропускания 2,4 кГц по уровню “минус” 3дБ.. Как видно из таблицы 2, частоты пассивных помех расположены ниже 600 Гц, а следовательно, задача обнаружения и определения координат движущихся целей с учетом действия помех будет решена. Частотная характери- стика параллельной двойной системы ЧПК (рис. 18), структурная схема которой приведена на рис. 21 б, получилась аналогичной однократной системы ЧПК (рис. 18)
По существу система компенсации сигналов неподвижных целой осущест- вляет во временной форме операцию, аналогичную операцию фильтраций со- ставляющих спектра сигналов движущихся целей, выполняемой гребенчатым фильтром. Найдём частотную характеристику схемы череспериодной компенса- ции.
K( j ) U вых U вх — U вхkз ( j ) 1 — k ( j ) , (30)
U U з
вх вх
где U вх иUвых — комплексные амплитуды соответственно на входе и выходе схемы вычитания;
-3 f, кГц
-8
-13
-18
-k(f), дБ
Рис. 18 – Частотная характеристика однократной и параллель-
нойдвойнойсистемы ЧПК
jωTп
kз( jω) — передаточная функция задержанного канала, равная e- .
Тогда
K( jω) = 1 — e — jωTП = 1 — cos ωT + j sin ωT (31)
П П
и
K( jω) = (1 — cos ωT )2 + j sin2 ωT = 2 sin ωT / 2 . (32)
П П П
Как видно из рис.18. частотная характеристика устройства ЧПК, как и ха- рактеристика гребенчатого фильтра, подавляет частоты, кратные частоте повто- рения импульсов. Отраженные сигналы движущихся целей проходят через сис- тему ЧПК за исключением сигналов целей, движущихся с так называемыми «сле- пыми» скоростями, при которых Fд=nFП, где n- целое число.
Нетрудно установить значение «слепых» скоростей из соотношения
2VR/λ=nFп. Следовательно, при VR=λnFп/2 сигнал цели на выходе компенси-
рующего устройства будет равен нулю. Это объясняется тем, что при использо- вании СДЦ в импульсных РЛС огибающая последовательности импульсов на вы- ходе фазового детектора имеет доплеровскую частоту Fд=2VR/λ только в том слу- чае, если частота следования импульсов FП≥2Fд, т.е. когда на один период допле- ровской частоты приходится по крайней мере два импульса. В противном случае частота огибающей импульсов отличается от доплеровской частоты и называется поэтому кажущейся доплеровской частотой. Это является одним из проявлений стробоскопического эффекта.
Рис. 19 – Зависимостькажущейсядоплеровскойчастоты от ис-
тинной
Зависимость кажущейся доплеровской частоты от истинной приведена на рис.19. До тех пор, пока Fд≤Fп/2, кажущаяся доплеровская частота совпадает с истинной. При дальнейшем увеличении Fд кажущаяся доплеровская частота на- чинает уменьшаться и достигает нуля при Fд=Fп. Затем частота Fдк опять увели- чивается и снова становится равной нулю при Fд=2Fп. При этом последователь- ность видеоимпульсов на выходе фазового детектора будет иметь постоянную амплитуду и на выходе системы ЧПК сигнал цели будет полностью скомпенси- рован. Появление слепых скоростей является недостатком РЛС с СДЦ. Для его устранения используют работу РЛС на нескольких чередующихся частотах по- вторения, для которых слепые скорости отличается друг от друга. При этом объ- екты, имеющие слепую скорость для одной частоты повторения, будут наблю-даться на другой частоте (риc.20).
При рассмотрении спектров сигналов на выходе фазового детектора пред- полагалось, что сигнал имеет вид неограниченной последовательности импуль- сов. В действительности сигнал, отражённый от движущейся цели или источника пассивной помехи в обзорной РЛС, стоит из ограниченной последовательности (пачки) импульсов. Ограниченность пачки импульсов приводит к превращению каждой спектральной линии (см.рис.14 — 15) в непрерывную узкую полоску час- тот. Спектр из линейчатого преобразуется в непрерывный, лепестковый. Ширина лепестков обратно пропорциональна числу импульсов в пачке.
Источник пассивной помехи представляет собой совокупность большого
Рис. 20 – Зависимостькажущейсядоплеровскойчастоты от истин- ной при работе РЛС на несколькихчередующихся частотах
повторения
числа элементарных отражателей. Это приводит к флюктуациям сигнала помехи за счет перемещения отражателей под действием ветра, движения самой РЛС, вращения антенны при обзоре пространства, нестабильности частоты зондирую- щих колебаний. В результате ширина лепестков спектров мешающих отражений- еще больше расширяется и может достигать значений десятков и сотен герц. По- этому возникает необходимость расширить полосу подавления мешающих отра- жений, т.е. частотная характеристика устройства компенсации должна иметь оп- ределенную область режекции вблизи частот кратных Fп.[5].
МИВУ.11.03.01-06.000 ПЗ Лист
Вследствие конечного числа импульсов в пачке и флюктуаций отраженного
Tп Tп
а
Tп Tп
Рис. 21 – Структурная схема двукратной системы ЧПК
а) – последовательная двойная система ЧПК; б) – параллель- ная двойная система ЧПК.
сигнала спектральные линии как неподвижных, так и движущихся целей имеют конечную ширину (рис 14, 15). Зубья режекции простого подавителя с ЧПК пло- хо согласованы со спектром помехи. Для лучшего подавления спектральных со- ставляющих сигнала желательно сделать частотную характеристику в области режекции более крутой, а «зубья» режекции достаточно узкими. Этому удовле- творяют в определенной степени подавители с многократной череспериодной компенсацией, которые представляют собой последовательно (параллельно) включенные простые подавители. На рис.- 21 изображены структурные схемы двукратных ЧПК.
На рис. 22 приведена частотная характеристика последовательной двойной системы ЧПК, структурная схема которой представлена на рис.21 а. Из рис. 22
МИВУ.11.03.01-06.000 ПЗ Лист
38
Изм. Лист № докум. Подп. Дата
видно, что последовательная двойная система ЧПК, в отличии от однократной, подавляет сигналы пассивных помех более чем на 12 дБ при частотах ниже 600 Гц. Однако полоса пропускания сигнала, отраженного от движущихся целей, уменьшилась и составила 1,6 кГц по уровню “минус” 3 дБ по сравнению с харак- теристикой, показанной на рис. 18.
f, кГц
-k(f), дБ
Рис. 22 — Частотная характеристика последовательнойдвойной- системы ЧПК
Частотная характеристика последовательной и параллельной тройной сис- темы ЧПК (рис.24) оказались идентичными. Из рис.24 видно, что использование тройных систем ЧПК позволило подавить помехи более эффективнее, чем при использовании подавителей с меньшей кратностью подавления. Подавление, по сравнению с характеристикой изображенной на рис. 22, составило “минус” 14 дБ, полоса пропускания полезного сигнала сузилась на 1,2 кГц по уровню “минус” 3 дБ и имеет меньшие провалы в полосе пропускания.
Как видно из рис 24 расширение зон подавления привело к сужению общей полосы пропускания полезного сигнала. Это нежелательное явление увеличивает время переходных процессов в системе компенсации, которое существенным об- разом сказывается в режиме обзора пространства. Кроме того, так как зоны по-давления или слепые зоны расширяются, понижается вероятность обнаружения движущихся целей, особенно при наличии большого уровня собственных шумов. В связи с этим возникает задача синтеза режекторного гребенчатого фильтра (РГФ), обладающего более узкими и крутыми зубьями режекции. Для этого необ- ходимо наряду с применением более чем одной линии задержки (ЛЗ), использо- вать дополнительные обратные связи.
Следует отметить, что при реализации многократной ЧПК и других подави- телей, требующих несколько ЛЗ, не всегда следует идти по пути увеличения чис
Tn Tn Tn
а
Tn Tn Tn
б
Рис. 23 – Блок-схема трехкратной системы ЧПК
а) – последовательная тройная система ЧПК; б) – па- раллельная тройная система ЧПК.ла УЛЗ. Современные широкополосные УЛЗ позволяют за счет частотного разде- ления использовать одну и туже ЛЗ несколько раз. Повышение крутизны зубьев режекции ГФ неизбежно связано с повышением числа элементов памяти – линий задержки.
0
-2 f, кГц
-4
-6
-8
-10
-12
-14
-16
-18
-k(f), дБ
Рис. 24– Частотная характеристика последовательной тройной и параллельной тройной системы ЧПК
На рис. 25 показан пример двукратной ЧПК с положительными обратными связями. Частотные характеристики двукратной ЧПК с положительными обрат- ными связями для различных значений β 1 и β 2 изображены на рис. 26, 27.
Tn Tn
— —
— —
β2
β1
Рис. — 25 – Структурная -схема двукратнойсистемы ЧПК с положительнымиобратнымисвязями
0 0,8 1,6 2,4 3,2 4 4,8 5,6 6,4 7,2 8 8,8
0
-2 f, кГц
-4
-6
-8
-10
-12
β1=0,01 β2=0,01
-14 β1=0,05
-16 β1=0,1
β1=0,3
-18 -k(f), дБ
Рис.- 26 – Частотная характеристика системы ЧПК с положитель-
ными обратными связямиИз рис. 26 видно, что, изменяя коэффициент обратной связи β1 от 0,01 до 0,3 при β2 равному0,01, эффективность подавления помех увеличивается с 7 до 12 дБ при частотах ниже 1,4 кГц, полоса пропускания полезного сигнала уменьша- ется с 2,4 до 0,6 кГц по уровню “минус” 3 дБ. При изменении коэффициента об- ратной связи β2 от 0,01 до 0,3 при β1равному 0,01 эффективность подавления пас- сивных помех составила от 7 до 9 дБ, полоса пропускания полезного сигнала су- зилась с 2,2 до 1,5 кГц по уровню “минус” 3 дБ. Таким образом, существенное влияние на подавление пассивных помех оказало изменение коэффициента β1.
В случае изменении коэффициентов обратной связи β1 с 0,01 до 0,3 и β2 с 0,01 до 0,3 эффективность подавления пассивных помех увеличивается с 7 до 17 дБ при частотах меньших 1 кГц. Полоса пропускания полезного сигнала умень- шилась с 2,2 до 1,4 кГц по уровню “минус” 3 дБ (рис. 28 и 29).
На рис. 28 показана частотная характеристика фильтра, структурная схема которой представлена на рис. 25, при β1=0,01 и β2=0,01. Из рис. 28 видно, что уменьшение коэффициентов обратных связей β1 и β2 привело к подавлению по- мех аналогично системам с последовательной и параллельной системах ЧПК, по- казанных на рис. 18.
При значениях β1>0,3 и β2>0,3 система становится не устойчивой – фильтр возбуждается. На рис. 29 приведена частотная характеристика при β1=0,3 и β2=0,3. Из рис. 29 видно, что в предельном случае полоса пропускания фильтра составила 0,4 кГц.
0 0,8 1,6 2,4 3,2 4 4,8 5,6 6,4 7,2 8 8,8
0
f, кГц
-3
-6
-9
β2=0,01β1=0,01
-12 β2=0,05
β2=0,1
-15 β2=0,3
-18
-k(f), дБ
Рис. 27 – Частотные характеристики системы ЧПК с положительны-
ми обратными связями
Видно, что используя усложненные устройства компенсации, можно полу- чить достаточно хорошее приближение к оптимальным характеристикам подав- ления. Изменяя коэффициенты β 1и β 2 , можно менять форму частотной характеристики, добиваясь нужной селективности на частотах, кратных Fп , и достаточ- ной равномерности частотной характеристики в остальной области.
0 0,8 1,6 2,4 3,2 4 4,8 5,6 6,4 7,2 8 8,8
0
f, кГц
-2
-4
-6
-8
-10
-12
-14
-16
-18
-k(f), дБ
Рис. 29 – Частотная характеристика двукратной системы ЧПК с положительными обратными связями при
β1=0,3 и β2=0,3
0 0,8 1,6 2,4 3,2 4 4,8 5,6 6,4 7,2 8 8,8
0
-2 f, кГц
-4
-6
-8
-10
-12
-14
-16
-18
-k(f), дБ
Рис. 28 – Частотная характеристика двукратной системы ЧПК с положительными обратными связями при
β1=0,01 и β2=0,01
3 Отчет о патентном поиске
Отчет о патентном поиске по дипломной работе «Исследование характе- ристик систем СДЦ» студента 5 курса гр. Рт-199 радиотехнического факультета специальности 2007 Савина Максима Николаевича.
1. Рассмотренный патентный материал. Таблица 3
Страны, по ко- Индексы патентной Название ис- Глубина осу- торым проведен классификации пользованных ществления
поиск источников поиска
G 01 S 13/52, Реферативный С 1999 по 2003
Россия
G 01 S 7/36, 13/52 журнал гг.
G 01 S 13/528, Реферативный С 1999 по 2003
США
G 01 S 13/56 журнал гг.
Реферативный С 1999 по 2003
Германия G 01 S 13/58
журнал гг.
2. Сведения об изобретениях, аналогов, отображенных к теме дипломной работы.
Таблица 4
Индексы па-
Охранный Источник ин- Наименование изо- Страна тентной клас-
документ формации бретения сификации
1 2 3 4 5
Селекция движу-
Реферативный
Заявка щихся целей и опре-
Германия G 01 S 13/58 журнал №5 –
19618155 деление их скорости
1999 г.
в РСА
Продолжение таблицы 4
3. Сведения о выявленных в результате патентного поиска прототипов Таблица 5
Страна Наименование изобрете- Существующие сведения
ния прототипов
Россия Анализ систем селекции Проанализированы ха- движущихся целей в ус- рактеристики систем СДЦ в ловиях нестационарных условиях нестационарных активных помех активных помех; установлено существование и определены
наиболее неблагоприятные распределения мощности ак- тивных помех в пределах пачки зондирующих сигналов РЛС,приводящие к макси- мальному снижению вероя
Заключение
В дипломной работе в соответствие с техническим заданием были проанали- зированы существующие системы СДЦ с ЧПК (однократная, последовательная и параллельная двойная, последовательная и параллельная тройная системы ЧПК, а также двукратная система ЧПК с положительными обратными связями).
В ходе математического моделирования на ЭВМ были реализованы устрой- ства ЧПК и построены частотные характеристики. Выяснилось, что все реализо- ванные системы ЧПК способны подавить различные типы помех, расположенных ниже 1 кГц. Но для лучшего подавления сигналов пассивных помех целесообраз- нее применять многократные системы ЧПК, которые обладают расширенной зоной подавления. Однако расширение зон подавления привело к сужению общей полосы пропускания полезного сигнала, что не желательным образом сказывается в режи- ме обзора пространства и на вероятность обнаружения движущихся целей. В связи с этим, наряду с применением более чем одной линии задержки, использовали до- полнительные обратные связи.
При моделировании двукратных систем ЧПК с положительными обратными связями получили достаточно хорошее приближение к оптимальным характери- стикам подавления за счет вариации коэффициентов обратных связей β1 и β2, доби- ваясь нужной селективности на частотах, кратных Fп.
В организационно – экономической части дипломной работы был проведен расчет затрат на проведение исследований характеристик систем СДЦ. Оказалось, что за счет использования усовершенствования оборудования удалось сэкономить затраты на проведение исследований. При расчете оценке конкурентоспособности исследований выяснилось, что за оцениваемое исследование превосходит по кон- курентоспособности аналогичную работу, проведенную ранее с использованием устаревшего оборудования.
В разделе “Охрана труда и безопасность жизнедеятельности” рассмотрены возможные опасности и вредности, создаваемые при моделировании параметров исследований характеристик систем СДЦ. Также приведены меры и устройства, защищающие оператора ЭВМ от указанных вредностей и опасностей.
Список литературы
1.Ширман Я. Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокацион- ной информации на фоне помех. – М.: Радио и связь, 1981. – 416 с.
2. Палий А. И. Радиоэлектронная борьба. – М.: Воениздат, 1981. – 320 с. 3.Жутяева Т. С., Зайцев М. Ф., Щернакова Л. А. Цифровые устройства об-
работки сигналов на фоне коррелироанных помех. – М.: Моск. энерг. ин –т, 1987.
– 98 с.
4. Попов Д. И. Проектирование радиолокационных систем. – Рязань: Рязан. радиотехн. ин – т, 1975. – 195 с.
5. Бакулев П. А., Степин В. М, Методы и устройства селекции движущихся целей. – М.: Радио и связь, 1986. – 286 с.
6 .Финкельштейн М. И. Основы радиолокации. – М.: Радио и связь, 1983. —
536 с.
7. Ганьшин В. И. и др. Методические указания по выполнению организаци- онно – экономической части дипломного проекта. – Владимир: Владим. гос. техн. ун – т, 1995. – 40 с.
1 2